Vítejte, dnes je
středa
25.
prosinec 2024
Odborný časopis a portál zaměřený na vývoj a výrobu elektroniky Návrh napájecího zdroje není snadným úkolem, zejména při použití spínaných regulátorů. Od konstruktéra je vyžadována detailní znalost analogových obvodů, magnetických obvodů, pasivních i aktivních prvků, teorie řízení, EMI, ESD, EFT a dalších.
Výrobci, kteří se zaměřují na výrobu obvodů spínaných regulátorů, nabízejí svým zákazníkům řadu návrhových tipů a rad s cílem usnadnit vývoj finálních produktů napájecích zdrojů. Ty jsou k dispozici obvykle v široké škále – od aplikačních poznámeknv technické dokumentaci obvodu až po on-line simulační nástroje, které jsou schopny navrhnout konkrétní napájecí zdroj dle zadaných požadavků a vygenerovat příslušný seznam součástek.
Ať už jde o napájení FPGA na digitální desce, nebo výrobu OEM napájecích zdrojů, napájení samo o sobě musí být robustní, aby zvládlo potřeby koncového zákazníka. Nicméně i přesto nám obvyklé konstrukční tipy nabízené výrobci IO nemusí zcela vždy pomoci vybrat nejvhodnější komponenty, jako je tomu v případě dlouholeté praxe. Ve většině případů lze z návrhových doporučení vyčíst hodnotu součástek, jako je například kapacita, ale nikoliv již požadované napětí nebo vhodné RMS zvlnění proudu.
Tato řada aplikačních poznámek pokrývá oblast, kde výrobci IO skončili. S téměř 30 lety praxe návrhu napájecích zdrojů, analýzou poruch a revizí návrhů zde shrnujeme základní problémy, se kterými se lze v praxi nejčastěji setkat.
Jakýkoli obvod, který ke svému provozu využívá zpětné vazby, přináší i riziko nestability. Někteří výrobci IO dodávají spolu se součástkou vzorce či doporučení pro vyrovnání sítě a udržení stability spínaného regulátoru. Chtěli byste mít ve svém návrhu 60° nebo i větší fázový posun? V tom případě musíte zvolit takové hodnoty součástek, aby byla jakákoliv nestabilita obvodu utlumena a provoz byl stabilní za všech okolností. Zde ovšem často narážíme na pravý rozpor s doporučením výrobce. Pro určité topologie se setkáme s jistou mírou nepřesnosti v nabízených rovnicích. Rovněž samotné součástky, které při návrhu použijeme, mohou mít odlišné vlastnosti od očekávání výrobce. Proto vždy měříme stabilitu obvodu se zpětnovazební smyčkou tím, že proměříme celou jeho provozní charakteristiku nebo alespoň skokově měníme výstupní zátěž a pozorujeme chování výstupního napětí. Dobře navržený a zatlumený obvod se po změně výstupní zátěže rychle vrátí zpět do regulačního bodu. V opačném případě můžeme vidět několik cyklů překročení a opět poklesu nominální hodnoty výstupního napětí, než dojde k jeho opětovnému usazení.
Mějte však na paměti, že i zdánlivě jednoduché obvody, jako jsou například lineární regulátory, mají ve svém obvodu zpětnovazební smyčky, které zajišťují udržení konstantního napětí. V dostupné dokumentaci obvodu bude vždy uvedena informace o požadovaném rozsahu kapacity a ESR na výstupu pro udržení stability systému. Zejména tak pozor především v případě starších typů lineárních regulátorů, které jsou kompenzovány pro kondenzátory s vysokou hodnotou ESR, jakými jsou klasické hliníkové elektrolytické kondenzátory a tantaly. Umístění keramického kondenzátoru na výstupu může způsobit jeho celkovou nestabilitu.
Moderní keramické kondenzátory s vysokou hustotou trpí feroelektrickým efektem. Jde o podobné chování jako feromagnetické, kde indukčnost již neroste s nárůstem v oblasti H. Zde místo toho uložený náboj již dále nestoupá s rostoucím napětím, které tak účinně s napětím snižuje kapacitu. To však nemá nic společného s dielektrickým materiálem, jako je Y5V nebo Z5U, kde kapacita klesá s předpětím. Tento jev může být pozorován u materiálu X7R, který se již sám o sobě v závislosti na napětí výrazně liší. Například 10μF kondenzátor, který je dimenzován na 10 V pomocí dielektrika X7R, může v provedení typu 1210 klesnout až na 9 μF při 5 V. Tentýž kondenzátor v provedení 0603 může klesnout dokonce až na 5 μF při 5 V. Tento efekt se ovšem může mezi jednotlivými výrobci značně lišit. Přesto je nutné brát ho při návrhu napájecího zdroje v úvahu. Jeho vliv je nejen na přechodové odezvy převodníku, ale i celkovou stabilitu obvodu.
U typických off-line napájecích převodníků se vstupní napětí může pohybovat v rozsahu od 85 Vrms až po 265 Vrms. Takto vysoké napětí musí být pro měření pomocí IO samozřejmě sníženo na přijatelnější hodnotu. Toho se obvykle docílí pomocí jednoduché řady rezistorů. Počet rezistorů, které je třeba v obvodu použít, přitom závisí především na hodnotě průrazného napětí a fyzické velikosti zvolených součástek. Tato hodnota se samozřejmě u jednotlivých výrobců liší. Například rezistory velikosti 0603 jednoho dodavatele zvládají provozní napětí 75 V, u velikosti 0805 to je 150 V, pro 1206 to je 200 V, zatímco 0603 od jiného dodavatele bezpečně zvládnou pouze 50 V. Pro zajištění spolehlivosti je přitom vhodné odpory dimenzovat nad maximální jmenovité napětí alespoň o 80 %. Pokud tak navrhujeme AC/DC zdroj s maximálním vstupním napětím 265 Vrms, jedná se o 375 Vpk. Při 80% naddimenzování tak budeme potřebovat tři rezistory velikosti 1206.
V případě, že napětí překračuje provozní hodnotu odporu, nemusí to v obvodu znamenat jeho okamžité selhání. Obvod může pracovat i několik měsíců bez jakýchkoliv problémů. Do té doby bude na trhu ovšem již velké množství takto „vadných“ produktů.
Typická hodnota VGS, průrazného napětí gate-source, se pohybuje kolem ± 20 V. Obvykle se tak pro řízení VGS používá napětí do ± 12 V, což je úroveň, kde je RDSON u Power MOSFET tranzistorů na minimální úrovni a vyšší ovládací napětí nepřináší větší zisk. Díky tomu však obvod bez problémů zvládá napěťové špičky až 8 V, aniž by mohlo dojít k jeho poškození.
V poslední době se však na trhu objevují Power MOSFETy s průrazným napětím VGS i nižším, než je uvedených ± 8 V. Aby toho bylo možné dosáhnout, omezili výrobci tloušťku oxidu na čipu Power MOSFET tranzistorů, což pomohlo výrazně snížit hodnotu RDSON pro danou velikost čipu, a přesto kapacity zůstaly stejné. Jedná se tak o významné zlepšení.
Nicméně jsme se při použití těchto součástek setkali s několika problémy:
Schottkyho diody mají na svém čipu PN ochranný kruh, který pomáhá při reverzních špičkách vysokého napětí a ESD jevech. Aktivní PN ochranný kruh je umístěn souběžně se Schottkyho diodou a ve stejném směru – nachází se na stejném křemíkovém čipu. Schottkyho dioda má obvykle nižší úbytek napětí v propustném směru (0,3 V) než PN ochranný kruh (0,7 V). Z tohoto důvodu, pokud je dioda zapojena v propustném směru, je PN ochranný kruh neaktivní.
Nicméně u Schottkyho diod pro vysoká napětí (≥ 150 V) jde o jinou situaci. Pro zvýšení reverzního průrazného napětí Schottkyho diod je křemík dopován podstatně méně, což ovšem zvyšuje propustné napětí diody. Vzhledem k tomu, že křemík je lehce dotován pod kovem v oblasti Schottkyho diody na čipu, bude odpor vyšší. Při vysokých proudech je možné, že pokles napětí v propustném směru v důsledku křemíku bude u Schottkyho diody vyšší než u PN ochranného kruhu. Pokud k tomu dojde, bude PN dioda vést a bude mít obnoven i zpětný proud. Tím dojde k nadměrnému nárůstu špičkového napětí v transformátoru a připojených obvodech, což může mít za následek i poškození celého obvodu.
Dnes jsou již na trhu k dispozici některé Schottkyho diody pro vysoká napětí s novější technologií výroby, které tento problém mohou vyřešit. Jejich podstatou je použití různých kovových bariér a struktur na čipu pro udržení propustného napětí na nízké úrovni.
Vybrání induktorů z běžně dostupných typů není tak jednoduché, jak by se mohlo na první pohled zdát. Vyžaduje to porozumění specifikaci výrobce a jeho porovnání s vaší zamýšlenou aplikací. Dodavatelé nespecifikují jenom indukčnost, ale ve svých informacích obvykle také zahrnují data, která dále charakterizují danou součástku, jako jsou:
Nicméně vybírání vhodné indukčnosti založené na těchto datech může vést k některým níže uvedeným problémům.
Pod DCR se míní DC odpor vinutí. Pokud je indukčnost použita ve spínaném napájecím zdroji, součástka bude s největší pravděpodobností provozována za vyšší teploty. Z tohoto důvodu je lepší použít DCR hodnotu specifikovanou pro vyšší teplotu, než je 25 °C, což je teplota obvykle udávaná. Pokud je DCR definováno pouze pro pokojovou teplotu, můžete použít teplotní koeficient mědi k výpočtu DCR při vyšší teplotě.
Maximální DC proud s ohledem na zahřívání cívky je odvislý od výkonové ztráty vinutí (IDC² × DCR). U spínaných napájecích zdrojů mívá proud tekoucí vinutím obě složky – DC a AC. Proto je potřeba při výpočtu výkonové ztráty vinutí počítat DC a AC ztráty. AC odpor bude důsledek skin efektu a bude závislý na geometrii vinutí, vzduchové mezeře a na kmitočtu AC složky. Tento odpor bude vždy vyšší, než je DC odpor. Pokud chcete udržet stejný vzestup teploty, potřebujete buď snížit DC ztrátu za účelem kompenzování AC ztrát, nebo snížit velikost proudu. Takové řešení není obvykle problémem pro výstupní induktory používané u BUCK topologií, protože AC proud je obvykle nízký. Na druhé straně pro obvody typu BOOST PFC jsou AC ztráty vinutí velmi výrazné.
Jinou záležitostí, která se neprojeví tolik u DC proudu jako u AC proudu, je ztráta feritového jádra. Ta je proporcionálně úměrná napětí aplikovanému po danou dobu na cívku. Představuje další výkonovou ztrátu induktoru.
Protože AC odpor a ztráta v jádru cívky nebývají známé, budete se muset spolehnout na měření teploty cívky pro stanovení skutečného zvýšení teploty. Pokud je výsledná teplota problémem, potom zkuste vybrat jinou cívku, ale nižší DCR nemusí vést k lepšímu výsledku. Například když jsou AC ztráty vyšší kvůli polím naindukovaným v závitech cívky z mezery, oddálení vinutí od mezery výrazně sníží AC odpor, zatímco jenom trochu zvýší DC odpor. Tak je možné mít součástku s vyšším DCR, ale s podstatně nižším AC odporem, která by měla celkovou výkonovou ztrátu nižší, než má nízká DCR složka.
Když se H pole zvýší u magnetických materiálů, jako jsou ferit, hustota toku B se zvýší lineárně s H hodnotou. Poměr B/H je efektivní permeabilita μ daného materiálu. Nicméně v určitém bodě začne poměr B/H klesat, protože hustota toku nemůže nadále stoupat lineárně s H polem. Počátek tohoto bodu se nazývá saturační proud, který navazuje na aplikované H pole. Feritové materiály nemají pevně zadanou saturační křivku, saturace nastává pozvolně. Proto jsou ferity klasifikovány jako měkké magnetické materiály.
Protože saturační proud není žádné pevně definované číslo, většina dodavatelů zadává hodnotu saturačního proudu při poklesu indukčnosti o 10 %. Protože indukčnost je funkcí permeability μ, použití poklesu indukčnosti je dobrým indikátorem, který naznačuje, že hustota toku B se nadále nezvyšuje lineárně.
U spínaných napájecích zdrojů je saturační proud důležitý ze tří důvodů:
Mělo by smysl vybrat indukčnost se saturačním proudem, který je tak vysoký, aby se indukčnost neměnila při špičkovém proudu. Většina dodavatelů zadává saturační proud pro okamžik, kdy indukčnost klesne o specifickou hodnotu. Osvědčenou možností řešení je snížení saturačního proudu o stejné procento, o jaké indukčnost klesne. Tak například když saturační proud je definovaný jako 20% pokles indukčnosti, potom by špičkový proud neměl přesáhnout 80 % saturačního proudu.
Můžete si všimnout, že zde nebyla zmínka o DC proudu v protikladu s AC proudem. Saturační proud je nezávislý na DC nebo AC průběhu, ale závisí pouze na vrcholové hodnotě proudu. Vidíte, že výběr vhodné indukčnosti není tak jednoduchý, jak se může zdát. Data součástky jsou od dodavatelů určena pro DC operace, ale ve spínaných zdrojích bude v proudu ještě AC složka. To povede k vyšší teplotě, než je očekávaná.
Kromě toho je zde záležitost se saturací indukčnosti, která také může způsobit zvýšení teploty cívky, a dokonce i poškodit napájecí zdroj.
